ROM2F/2001/32
Sett.2001
Camera Tracer (CaT): il LED-DRIVER
Davide Badoni†, Raffaele Filosofi†, Ernesto Kemp†‡, Gaetano Salina†
†I.N.F.N. Sezione di Roma 2 e Università di Roma Tor Vergata
‡Universidade Estadual de Campinas BRAZIL1
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Sommario
Si è progettato, realizzato e testato un dispositivo elettronico denominato LED-DRIVER. Tale dispositivo è il driver di una matrice ottica
di LED’s appartenente ad un sistema di test denominato CaT (Camera
Tracer), realizzato per il test di funzionamento di un rivelatore di eventi
cosmici, nell’ambito dell’esperimento AUGER. In questo documento descriviamo e discutiamo tale dispositivo.
1 granted
by brazilian agency FAPESP
1 Introduzione
1
1
Introduzione
1.1
Il dispositivo nel contesto del sistema CaT
Il CaT é costituito da una matrice 22x20 di LED , e dall’elettronica di pilotaggio/controllo di tale matrice. La matrice di LED viene collocata di fronte alla
matrice dei fototubi del rivelatore di AUGER, la quale è il dispositivo di input
del rivelatore in corrispondenza uno ad uno tra LED e fototubo.
Nella fase di test più completo, il CaT dovrà riprodurre eventi di tracce luminose sulla sua matrice che corrispondono ad attivazioni e disattivazioni dei vari
LED in maniera indipendente, con intensità luminose in generale diverse tra i
diversi LED ma costante in ognuno di essi durante tutte le attivazioni di un
evento.
La sequenza ON-OFF di ogni LED è caricata su un banco di memorie presenti in una scheda madre denominata BoardB ospitante 20 LED-DRIVER che
pilotano altrettanti LED i quali costituiscono una riga della matrice. Il valore di intensità luminosa del singolo LED è caricata invece localmente su ogni
LED-DRIVER tramite un DAC.
Un tipico flusso di una fase di funzionamento del CaT, che comprende il
caricamento dell’evento e la fase di run dell’evento stesso, è il seguente.
• caricamento delle memorie
• caricamento dei DAC
• Start dell’evento
Dall’istante dello start, e durante tutto lo svolgersi dell’evento, la memoria
viene scandita al ritmo di un Clock generale che tipicamente è della durata di
200 ns. Con tale ritmo viene pilotato ogni LED-DRIVER per l’attivazione e la
disattivazione del relativo LED.
1.2
Definizione delle specifiche di progetto
L’utilizzo di un LED come elemento luminoso è determinato dal fatto che tali
dispositivi presentano una rozza dipendenza lineare tra corrente stazionaria che
li attraversa e l’intensità luminosa stazionaria della luce emessa. Inoltre alcuni
di questi dispositivi hanno dei tempi di turn-on (attivazione fino al raggiungimento del valore di regime) e turn-off (disattivazione fino allo spegnimento)
relativamente brevi rispetto al nostro Clock.
Da qui l’idea di fornire una corrente costante al LED proporzionale al livello
di luminosità desiderato durante la fase di accensione del LED stesso (ossia tra
una attivazione e successiva disattivazione). Il valore della corrente costante
è impostato dal DAC stesso, la cui uscita và all’ingresso di un convertitore
tensione/corrente.
Quindi, immediatamente dopo il caricamento del DAC, e fino a nuovo caricamento, il convertitore tensione-corrente si comporta da generatore di corrente
costante il cui valore è proporzionale alla tensione di uscita del DAC.
Per poter ottenere quanto detto, è necessario che la corrente arrivi al valore
stazionario impostato in un tempo che sia trascurabile rispetto alla durata della
fase di accensione ovvero è necessario che il transitorio sia di durata trascurabile
1 Introduzione
2
rispetto alla fase di accensione più breve che si possa impostare, la quale è di
200 ns. Dunque nella definizione delle specifiche di progetto ci sono due aspetti
generali da considerare.
• determinazione della risoluzione e del range di valori di luminosità impostabili in condizioni stazionarie
• necessità di un transitorio di durata sensibilmente inferiore ai 200 ns, per
ogni valore di corrente (intensità luminosa) impostata.
Come vedremo più avanti, il fenomeno transitorio non si configura sempre,
come una semplice salita verso il valore stazionario.
Il range di valori di intensità luminosa viene stabilito a 10 bit massimi dalle
specifiche provenienti dal rivelatore stesso e dunque l’utilizzo di un DAC a 10 bit
predispone il LED-DRIVER a rispondere al primo dei due punti sopra menzionati nell’ipotesi che i dieci bit siano tutti sfruttabili nell’impostazione del valore
di luminosità letta dal fototubo. Dunque, si vuole che l’intero LED-DRIVER
fornisca il range dinamico di 10 bit in tutte le situazioni operative. Il DAC
scelto risponde a questa specifica come si può leggere dai relativi data sheet.
Il secondo punto è già di per sè una specifica di progetto.
Altra specifica desiderata è il basso costo ed i consumi contenuti.
La risoluzione temporale voluta è di 200 ns
1.3
Schema di principio del dispositivo
Nella fig. 1 si può osservare lo schema a blocchi dell’intero dispositivo utile
per illustrarne il principio di funzionamento. Si tenga conto che il dispositivo
reale, rispecchia esattamente questo schema di principio solo nella prima versione, denominata versione A. Nella successiva versione B l’aggiunta del modulo
Compensation Amplifier porta solo qualche piccola modifica allo schema di
principio. Si è ritenuto opportuno descrivere la versione A solo per maggior
facilità di descrizione di principio.
I due dispositivi in basso sono due mosfet a canale n che sono usati come
semplici interruttori dato che la loro tensione di gate può assumere solo due valori estremi: uno prossimo allo zero (mosfet interdetto, resistenza praticamente
infinita, interruttore aperto) e l’altro prossimo alla tensione di alimentazione
(mosfet in saturazione, resistenza circa due ohm, interruttore chiuso).
I due interruttori sono pilotati da altrettanti segnali complementari livello
TTL, quando uno è a 0 l’altro è a 1 e viceversa.
Dunque la corrente Is è stazionaria ma può circolare o nel LED attivo
oppure in quello complementare, intendendo con attivo il LED (o l’intero
ramo comprendente il LED ) posizionato sul fototubo, e con complementare,
l’altro.
É chiaro che il transiente corrisponde a quella fase temporale di apertura
(chiusura) di un ramo con conseguente chiusura (apertura) dell’altro.
Nella versione B nel ramo complementare è presente un transistor BJT
nella veste di elemento di output del modulo Compensation Amplifier in luogo
del mosfet interruttore complementare.
2 Architettura e descrizione generale
SERIAL DATA
3
VDAC
DAC
V/I CONVERTER
Is
A
PULSE
CONTROLS
B
B
COMPLEMENTARY LED
A
ACTIVE LED
Figura 1: Schema di principio del dispositivo LED-DRIVER - Versione A
2
Architettura e descrizione generale
2.1
Descrizione dei moduli funzionali
In fig. 2 è riportato lo schema a blocchi di tale circuito.
Come già accennato nell’introduzione, il dispositivo può essere suddiviso in
distinti moduli funzionali
• DAC & Controls comprende il DAC e l’elettronica di ON-OFF del LED,
tale modulo è l’interfaccia di ingresso del LED-DRIVER, ricevendo sia il
valore da caricare sul DAC che, durante la fase di run, la finestra temporale
di accensione del LED stesso
• Current Generator attua la conversione tra valore stazionario di tensione di uscita del DAC e valore stazionario di corrente che fluisce nel modulo
di Output
• Output permette di far scorrere la corrente proveniente dal modulo VI Converter (generatore di corrente costante), nel LED solo durante la
finestra temporale
• Compensation Amplifier attua una correzione statica delle tensioni di
lavoro all’interno del modulo Output tale da ridurre al minimo la durata
del transiente e contemporaneamente rende il transiente stesso un fronte di
salita senza l’over-shoot che si osserva prima del raggiungimento del valore
stazionario del segnale di ampiezza luminosa in assenza di tale circuito.
In altre parole tale modulo effettua una sorta di pulse shaping del segnale
luminoso, intendendo in questo contesto con pulse (impulso), un gradino
di corrente di ampiezza ben definita (proporzionale al valore del DAC)
e di durata anch’essa ben definita (durata della finestra temporale) Tale
modulo viene utilizzato anche per correggere la linearità del dispositivo.
3 Il modulo DAC & Controls
SERIAL DATA
CONTROLS
4
DAC
&
CONTROLS
VDAC
VDAC
CURRENT
GENERATOR
Is
PULSE
COMPENSATION
AMPLIFIER
OUTPUT
I (pulse modulated
)
LED
Figura 2: Schema a blocchi del dispositivo LED-DRIVER
Nei successivi capitoli sono descritti in maggior dettaglio tutti i moduli, tramite schemi a blocchi ad un livello di dettaglio non sempre coincidente con lo
schematico puntuale, ma piuttosto quanto basta a dare una visione chiara della
funzionalità del modulo descritto, insieme a tabelle e grafici laddove necessario.
Per una vista a livello di schematico dettagliato si veda lo schematico generale
in appendice A.
3
Il modulo DAC & Controls
In fig. 3 è visibile lo schema di a blocchi di questo modulo.
DIN
SCLK
SYNC
DAC
PULSE
SIC
CONTROLS
VDAC
A
ACTIVE BRANCH
B
COMPLEMENTARY BRANCH
Figura 3: DAC & Controls: Schema a blocchi
Questo è l’unico modulo interamente digitale fornendo l’interfaccia di input alla BoardB. Il DAC utilizzato è un AD5310 della Analog Devices, a 10
4 Il modulo Current Generator
5
bit con caricamento seriale. Tra le peculiarità che hanno portato alla scelta
di tale dispositivo ci sono il basso costo e la tensione di riferimento che è interna, il che comporta un ulteriore risparmio non necessitando del generatore
di tensione di riferimento. Inoltre tale dispositivo ha la possibilità di essere
messo nella modalità stand-by consumando poche centinaia di nA piuttosto dei
100 − 200 µ A.
Il caricamento seriale avviene con tre segnali
• DIN: dati (globale)
• SCLK: clock (globale)
• SYNC: abilitazione al caricamento (locale)
Dove con locale e globale si indicano rispettivamente segnali specifici per
ogni LED-DRIVER e segnali comuni a tutti i LED-DRIVER del CaT.
Il valore della tensione Vdac è dato da:
Vdac = D
V DD
1024
Dove D è il dato in decimale caricato e V DD la tensione di alimentazione,
che è pari a 5 V . Nella versione A ll blocco Controls genera i due segnali
TTL complementari a partire dall’ingresso PULSE (locale) che è il segnale TTL
corrispondente di finestra temporale proveniente dalla BoardB. Il segnale SIC
(sicurezza) attua un ulteriore controllo portando forzatamente a zero l’uscita
del ramo attivo indipendentemente dalla finestra temporale, dunque assicura lo
spegnimento di tutti i LED dato che tale controllo è globale rispetto all’intero
CaT.
4
Il modulo Current Generator
In fig. 4 è visibile lo schema a blocchi di questo modulo.
Il blocco Differential-Opamp è un amplificatore differenziale che ha come
input la d.d.p tra una tensione positiva fissa V BB e la tensione Vdac proveniente
dal DAC. In questo modo si ha in uscita di quest’ultimo blocco la tensione Vdac
riferita alla tensione V BB
Vout = V BB − Vdac
Il successivo blocco V-I Converter è il convertitore tensione-corrente vero e
proprio. La d.d.p che si stabilisce ai capi della resistenza di riferimento Rrif è,
entro i limiti di funzionamento del convertitore che saranno definiti più avanti,
proprio Vdac indipendentemente dal valore della stessa Rrif e del carico applicato
verso massa. Il motivo del’utilizzo di un’ulteriore tensione di alimentazione
V BB positiva è che, per motivi di economicità, l’amplificatore operazionale
utilizzato non è del tipo ring-to-ring, il range di lavoro è V BB (V BB −Vdac )
e dunque la tensione di alimentazione positiva degli operazionali (V CC) deve
essere superiore a V BB di almeno 2 − 3 V .
In definitiva quest’ultimo blocco si comporta come generatore di corrente pilotato in tensione, entro i limiti di funzionamento dello stesso che saranno definiti
4 Il modulo Current Generator
6
DIFFERENTIAL
AMPLIFIER
V/I CONVERTER
VBB
R_rif
VBB
+
OPAMP
VDAC
VOUT
+
-
T
OPAMP
M
Is
Figura 4: Current Generator: Schema a blocchi
tra breve. La corrente d’uscita Is è data quindi da
Is =
Vdac
Rrif
La regolazione presente sul primo blocco permette di effettuare una calibrazione
del modulo stesso per compensare gli offset che vengono introdotti nel circuito
reale. Tale calibrazione deve essere effettuata su ogni LED-DRIVER prima
dell’utilizzo. Le prime calibrazioni effettuate sul primo gruppo di 20 modulini
sono state effettuate con Rrif = 50 Ω utilizzando un valore impostato D = 20.
Indichiamo con Vx , la tensione misurata sulla resistenza di riferimento di valore
R = x. Durante la calibrazione è stata effettuata una serie di misure su
tutti i modulini impostando D = 0 , 40 , 80 , 160 dopo ogni calibrazione e
misurando la tensione V50 sulla resistenza Rrif che essendo ad alta precisione
fornisce indirettamente il valore della corrente Is .
Le misure effettuate mostrano una buona precisione nella conversione tra
valore impostato e corrente in uscita entro il 2-3 %.
Il range di lavoro dell’intero modulo Current Generator è limitato dalla massima corrente I erogabile dal blocco V-I Converter. Esiste un valore limite che
indichiamo con Isat oltre il quale la corrente non può salire, Is ≤ Isat , infatti
la somma delle d.d.p. ai capi del ramo in cui circola la corrente I non può superare la tensione V BB, e tali d.d.p crescono ovviamente con legge lineare sulle
resistenze e in accordo con le caratteristiche delle giunzioni bipolari presenti (un
diodo LED e un transistor BJT).
Dalle misure effettuate nelle seguenti condizioni operative:
• V BB = 12.6 ± 0.1 V , tensione di riferimento
• V CC = 14.9 ± 0.1 V , alimentazione positiva
• V EE = −15, 1 ± 0.1 V , alimentazione negativa
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
7
• Rrif = 50 ± 0.1 Ω
si ha V50 max. = 1.8 ± 0.1 V , questo limita il valore D impostabile con effetto
via software ad un massimo di 370 − 375 , a cui corrisponde
Isat = 72.8 ± 0.2 mA.
L’operazionale utilizzato è un LF 442 della National, scelto per le sue peculiarita di basso consumo, costo contenuto e contenuto valore di drift in temperatura
come si può osservare dal relativo data-sheet.
5
Il modulo Output & Compensation Amplifier
Nella superata versione A questo modulo è semplicemente quello descritto in fig.
5, che è già stato descritto nell’introduzione. É presente il circuito di Output ed
è totalmente assente qualunque tipo di compensazione.
OUTPUT
Is
B
COMPLEMENTARY LED
A
ACTIVE LED
Figura 5: Output: Versione A
5.1
Perchè effettuare una compensazione?
Come già accennato nell’introduzione, il problema del circuito nella vecchia
versione è nel transiente. Infatti durante lo stesso, l’andamento dell’intensità
luminosa presenta un grosso over-shoot che non è trascurabile per finestre temporali di breve durata. Nella fig. 6, è presente una vista qualitativa del segnale
Vosc proveniente dal fototubo e letto da oscilloscopio. Per durata dell’impulso
non superiori ad alcune decine di µs la tensione istantanea Vosc è proporzionale
all’intensità luminosa emessa dal LED e quindi al valore della corrente I che
circola nel LED stesso, questo in particolare vale anche per il valore stazionario
della tensione Vosc(s) che sarà proporzionale al valore stazionario della corrente
Is .
Vosc(s) ∝ Is
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
8
Vosc
Vosc(s)
t
Figura 6: Overshoot: vista qualitativa del segnale di intensità luminosa
Come si può osservare dalla figura, in queste condizioni non è possibile affermare
che il valore della corrente sia Is durante tutta la finestra temporale, perchè durante il primo transiente il valore di I passa per valori notevolmente superiori a
Is e la durata del transiente non è trascurabile rispetto alla durata della finestra
temporale. Nell’illustrazione la finestra temporale è della durata di diverse centinaia di ns. É chiaro che con durate maggiori della finestra temporale l’effetto
del transitorio, che dura sempre lo stesso tempo tende a diventare trascurabile.
La ragione di questo comportamento può essere individuata nella naturale
asimmetria che i LED hanno nel tempo di accensione (turn-on) e di spegnimento (turn-off). Durante la fase transitoria di accensione del LED attivo, il
LED complementare di spegne, ma a causa della asimmetria accennata, questo
comporta un andamento della corrente come forte over-shoot.
Questa osservazione suggerisce che si possa sbilanciare in qualche modo il circuito complementare per forzare un corretto andamento della corrente durante
il transitorio.
Un modo che è stato provato è di modificare la tensione di lavoro del ramo
complementare aggiungendo uno o più diodi a bassa tensione di polarizzazione
diretta (diodi schottky) in serie al LED. Chiameremo questa tensione Vd . Questa
soluzione dà dei buoni risultati se si ha cura di regolare correttamente la tensione
di lavoro aggiungendo la giusta quantità di diodi. Ovviamente tale soluzione
non può essere quella definitiva perchè il numero di diodi ottimali cambia al
variare della corrente costante Is .
Eccoci quindi arrivati alla soluzione circuitale della versione B. L’operazione indicata sopra di modificare la tensione di lavoro Vd del circuito di output
viene effettuata quı̀ in maniera analoga, ma invece di variare in modo discreto
Vd aggiungendo o togliendo diodi, si usa un tripolo pilotato in tensione le cui
caratteristiche sono quelle di far scorrere la corrente Is impostata dal generatore in modo indipendente dal valore della tensione Vd stessa, quest’ultima è
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
9
direttamente controllata dall’ingresso in tensione del tripolo. Questa tensione
di controllo/compensazione viene denominata Vc . In fig. 7 è visibile lo schema
di a blocchi di questo modulo. Un semplice dispositivo tripolo, che si presta
OUTPUT
Is
In
Vd
Compensation
Amplifier
Vc
A
COMPLEMENTARY BRANCH
ACTIVE LED
Figura 7: Output & Compensation Amplifier: Schema a blocchi
perfettamente a questo scopo è un transistor BJT di tipo PNP con il collettore
a massa, e la base come terminale di input (controllo), infatti la tensione sull’emettitore ossia Vd sarà Vd = Vc + | Vbe |, dove la tensione Vbe vale circa 0.6 V ,
mentre la corrente è impostata dal generatore.
I test e le misure effettuate mostrano che, fissato il valore di Is variando
la Vc con un alimentatore a tensione costante regolabile, si riesce a compensare perfettamente la forma, ovvero il segnale presenta un fronte di salita di
50 − 100 ns senza l’over-shoot. Inoltre si osserva che variando Vc , si può ottenere
una diminuzione del valore stazionario di intensità luminosa come si può osservare qualitativamente dalla fig. 8. Tale caratteristica può essere sfruttata per
correggere la curva di linearità del dispositivo se le variazioni ottenibili vanno
nel giusto verso.
5.2
Misure sperimentali della curva di compensazione
Il procedimento di compensazione con una tensione statica Vc , si può effettuare
per qualunque valore di Is nel range di funzionamento. Prendendo un numero
sufficentemente grande di valori di Is si può dunque costruire una curva di
compensazione sperimentale come Vc = f (Is ). Nella fig. 9 è riportata questa
curva ricavata sperimentalmente con un Rrif = 50 Ω. Si noti che nell’ascissa
è presente Vdac invece che Is , questo perchè è sempre più semplice leggere ed
utilizzare un valore di tensione piuttosto che uno di corrente e comunque Vdac
è legata alla corrente Is dalla Rrif con la semplice relazione lineare già vista.
Dopo aver determinato sperimentalmente la curva di compensazione si analizza
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
Vosc
10
Vosc
Vc1
Vosc
<
Vc2
<
Vc3
Figura 8: Variazione dell’impulso di luce in funzione di Vc
3,6
3,4
Vc vs. Vdac
3,2
Vc
3,0
2,8
2,6
2,4
2,2
2,0
0,0
0,5
1,0
1,5
2,0
2,5
Vdac
Figura 9: Curva di compensazione ricavata dalle misure sperimentali
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
11
tale curva per poter progettare il circuito elettronico di compensazione. Si trova
che tale curva è ben rappresentata da una relazione del tipo
Vc = T1 + T2 Vdac + T3 ln(Vdac )
(1)
dove T1 , T2 , T3 sono rispettivamente una tensione , un guadagno del termine
lineare e un guadagno del termine logaritmico.
Tale risultato si è ottenuto utilizzando un procedimento di fitting con
l’ausilio del programma software ORIGIN della Microcalc.
Nella fig. 10 si può osservare un fit della curva stessa.
Vc2 senza 47 ohm (BC556)
3,8
3,6
3,4
3,2
Vc
3,0
Data: Data1_Vc2
Model: loglin
Chi^2/DoF
= 0.00063
R^2
= 0.99761
T3
T1
T2
0.16756
2.49342
0.44316
±0.01973
±0.02753
±0.02168
2,8
2,6
2,4
2,2
Log+Lin+cost
2,0
1,8
T3*log(x)+T1+(T2*x)
0,01
0,1
1
10
Vdac
Figura 10: Curva sperimentale e funzione analitica
5.3
Circuito di compensazione e determinazione dei parametri della funzione Vc
La funzione del blocco di compensazione è facilmente implementabile con l’impiego di amplificatori operazionali, vedi fig. 11. Si tratta sostanzialmente di
un sommatore di tre termini: una tensione fissa, un termine lineare e uno
logaritmico.
L’amplificatore utilizzato è un LF444CM della National , che contiene 4
OPAMPs scelto per le sue peculiarità di basso consumo, costo contenuto e basso
valore di drift in temperatura.
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
12
R
Roffs
Voffs
Rlin
Vc
OPAMP
Rlog
+
SUM
Voutlog
INV
OPAMP
+
Vdac
LOG
Figura 11: Circuito di compensazione
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
13
Poichè l’amplificatore logaritmico utilizzato introduce già di per se un offset,
occorre procedere ad una caratterizzazione dello stesso.
Voutlog = V1 + P1 ln(Vin )
(2)
Si procede a misura di Voutlog al variare di Vin , le misure sono riportate nella
tabella 1.
Vin ± ∆Vin
11.8
21.1
35.7
66.8
140.2
269.6
548
1100
2223
(mV )
Voutl og ± ∆Voutl og
0.441
0.445
0.469
0.486
0.505
0.522
0.540
0.559
0.577
(V )
Tabella 1: Tabella di misura della funzione di trasferimento dell’amplificatore
logaritmico
Procedendo ad un fit dei dati misurati con la funzione 2, si ottengono i valori
dei parametri V1 e P1 :
e P1 = 0.026
V1 = 0.556 (V )
Per determinare infine i parametri ancora incogniti del circuito di compensazione occorre utilizzare la funzione 1, sostituendo il termine logaritmico generico
T3 ln(Vdac ) con quello reale descritto dalla funzione 2. Si ottiene dunque la
funzione
Vc = P4 [V1 + P1 ln(Vdac )] + V2 + P3 Vdac
ossia
Vc = P4 [0.556 + 0.0026 ln(Vdac )] + V2 + P3 Vdac
(3)
(4)
dove
• V2 = Vof f s è la tensione fissa globale di offset
• P3 è il guadagno dell’amplificatore lineare pari a
• P4 è il guadagno applicato a Voutlog ed è pari
R
Rlin
R
Rlog
Il valore della resistenza R è fissato a 10 KΩ. Procedendo al fit della funzione 4
con i dati della curva di compensazione sperimentale si ottiene
• V2 = Vof f s = 0.94 (V ) tensione fissa globale di offset
• P3 = 0.44 guadagno dell’amplificatore lineare =⇒ Rlin = 22KΩ
• P4 = 2.80 guadagno applicato a Voutlog =⇒ Rlog = 36KΩ
Si può ora procedere ad una verifica del buon funzionamento del modulo di
compensazione variando la Vdac e misurando la relativa Vc generata, la curva
5 Il modulo Output & Compensation Amplifier
Vdac ± ∆Vdac
11.9
21.9
36.4
68.6
146.2
262
527
1119
2227
(mV )
Vc ± ∆Vc
2153
2200
2243
2301
2391
2482
2649
2964
3500
14
(mV )
Tabella 2: Tabella di misura della curva di compensazione finale
3,6
3,4
3,2
Sperimentale
Generata dal modulo
Vc
3,0
2,8
2,6
2,4
2,2
2,0
0,01
Vdac
0,1
1
Figura 12: Curva di compensazione: confronto tra curva sperimentale e curva
generata dal modulo di compensazione
6 Misure di linearità e considerazioni finali
15
cosı̀ ottenuta si può confrontare con la curva di compensazione sperimentale.
Nella tabella 2 sono riportate tali misure. Nella fig. 12 è possibile osservare le
due curve a confronto.
La procedura della determinazione dei parametri della curva di compensazione è cosı̀ terminata. Tale procedura deve essere effettuata ogniqualvolta si
agisca sui seguenti elementi circuitali:
• Valore di Rrif
• Sostituzione del LED con un tipo diverso
• Sostituzione del transistor P N P sul circuito d’uscita con tipo diverso
L’intera procedura si può cosı̀ sintetizzare
• Determinazione della curva di compensazione sperimentale con misure del
segnale luminoso con oscilloscopio
• Ricerca dei tre parametri V2 P3 P4
• Verifica della risposta del modulo con confronto tra curva sperimentale e
curva generata dal modulo
6
Misure di linearità e considerazioni finali
1200
Vosc
Linear Fit of misura_Vosc
Vosc (plateau) (mV)
1000
800
600
400
200
0
0
50
100
150
200
250
300
350
400
Valore di D
Figura 13: Misura di linearità con fit lineare
Nella figura 13 si può osservare il risultato di una misura di linearità effettuata con il tipo di LED NSBP320BS della NICHIA scelto tra diversi LED per
Riferimenti bibliografici
16
le sue caratteristiche di linearità del valore stazionario di corrente e di buona
velocità dei fronti salita/discesa. Tale misura è relativa ad una situazione non
ancora definitiva in cui la curva di compensazione è stata ricavata rozzamente
con la procedura indicata nel precedente capitolo. Nella tabella 3 riportante la
misura, sono stati riportati anche i tempi di salita e discesa.
Valore di D
3
6
12
25
50
100
200
250
300
350
Vosc ± ∆Vosc (mV )
8 ± 2
18 ± 2
42 ± 5
90 ± 5
180 ± 10
350 ± 25
650 ± 25
800 ± 40
920 ± 40
1060 ± 60
Tsalita (ns)
80
80
100
80
80
100
80
100
150
300
Tdiscesa(ns)
100
100
100
100
100
100
200
250
600
800
Tabella 3: Tabella di misura con LED NSBP320BS
Come si può osservare il tempo di salita è soddisfacente in quasi tutto il
range dinamico eccezion fatta solo per i due punti più in basso da cui però non
si discosta molto. Il tempo di discesa invece appare non proprio soddisfacente
per valori di D da 100 in giù. Quest’ultimo parametro è comunque meno importante per gli scopi prefissi.
Nell’immediato futuro ci si propone di migliorare le caratteristiche di linearità/risposta utilizzano una procedura di fitting della curva di compensazione più sofisticata e/o utilizzando una versione migliorata dello stesso LEDDRIVER.
Il dispositivo LED-DRIVER è stato realizzato in circuito stampato 6 strati
utilizzando il software ORCAD. Per i primi test è stato realizzato un prototipo
di BoardB wrappata.
Riferimenti bibliografici
[1] Horowitz P. and Hill W. The art of electronics. Cambridge University Press,
second edition, 1989.
[2] D.Autiero et al. A high stability light emitting diode system for monitoring
lead glass electromagnetic calorimeters. Nota Interna: INFN PI / RE 95/04,
1995.