C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
Analysis of Different System
Design Solutions for a
High-Power Ship Propulsion
Synchronous Motor Drive with
Multiple PWM Converters
Abstract - In this paper two possible design alternatives are investigated for a high-power synchronous motor propulsion
drive employing two voltage-source inverters for motor supply.
The two arrangements are compared based on their steadystate behavior in both normal and faulty conditions (i.e. with
one outof-service inverter), predicted by time-stepping finiteelement simulations.
Simulation results found consistent with the results expected
theoretically and based on previous studies. Pros and contras
of the two design alternatives are highlighted together with
the possible design strategies that could help mitigate their
drawbacks.
I. Introduction
In large modern ships, for both civil and military use, electric
propulsion is increasingly attractive for the advantages it offers over conventional internal combustion engines in terms
of efficiency, dynamic performance, reduction of noise and
polluting emissions [1].
The most conventional power electronics solution for high
power electric propulsion drives employs Load-Commutated
Inverters (LCIs) and Cyclo- converters combined with synchronous machines. Nevertheless, such drives suffer from
well-known drawbacks like high torque ripple, poor efficiency, low power-factor and high grid-side and motorside
harmonic distortion [1]-[3].
An alternative solution being currently investigated to replace
LCI and Cycloconverter-fed Synchronous motor drives for
electric propulsion employs multiple PWM Voltage-Source
Inverters (VSI) [2], [3]. Examples in this direction have already been implemented using multi-phase induction motors
[4]. Some reasons, however, would encourage to use PWMfed synchronous machines (either with wound field or with
permanent magnets) as propulsion motors.
Among these reasons we can quote the higher efficiency, the
possibility to operate at unity power factor and the more consolidated technology for very large machine sizes as required
for cruise-liner main propulsion drives [4], [5].
INNOVATION
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The reasons for using multiple inverters, on the other side,
mainly descends from reliability issues, i.e. from the need
to guarantee a drive operation continuity in case of a fault
on one inverter unit.
Analyses of multi-star synchronous machines fed by multiple VSIs have been already reported in [6], [7], highlighting how a weak point of this solution results from the
occurrence of large internally-generated circulation currents, which are emphasized in case of salient-pole rotor
topologies [7].
In this paper, the dual-star PWM-fed salient-pole synchronous motor drive investigated in [6] is compared to an alternative design arrangement based on a single three-phase
machines suitably supplied by two PWM inverters.
The comparison is carried out using time-stepping finiteelement analysis, which has been experimentally proved a
reliable methodology to predict internally-generated harmonic current phenomena [6], [7].
Conversely, the effects of PWM harmonics injected into the
motor by the VSIs are neglected under the hypothesis that
a quasi-sinusoidal supply voltage is applied to the motor
thanks to a multilevel inverter topology and a sufficiently
high switching frequency [3], [6], [7].
The comparison proposed takes into account the drive performance both in normal operation and in case of halfpower operation with only one inverter in service.
II. Drive System Description
The propulsion drive topologies that will be compared in
the paper are sketched in Fig. 1. In both cases, two threephase VSIs are employed to supply the synchronous motor.
The quantities referring to the two inverters are respectively denoted with “1” and “2”, while U, V, W denote the
phases of a three-phase system. The differences between
the two solutions are summarized next:
- in the solution (a) the synchronous motor is equipped
with two stator three-phase windings, displaced by 30
electrical degrees (“split-phase” configuration), while in
the solution (b) the machine is a three-phase one, although provided with six terminals;
- in the solution (a) the three-phase supply voltage systems
at the inverter output terminals are shifted by 30 electrical
degrees, while in solution (b) they are in phase.
The stator winding configurations for the synchronous machine in the case (a) and (b) are illustrated in Fig. 2. It can
be seen that configuration (a) correspond to a typical split-
Analisi di differenti
soluzioni progettuali per
un sistema di azionamento
a motore sincrono di alta
potenza per propulsione
navale con convertitori
multipli PWM
Sommario - In questo articolo sono analizzate due
possibili soluzioni alternative per un sistema di azionamento a motore sincrono di alta potenza che impiegano due inverter a tensione impressa per
l’alimentazione del motore.
Le due configurazioni sono confrontate sulla base del
loro comportamento di regime permanente sia in
condizioni normali che di avaria (per esempio con un
inverter fuori servizio), precedute da simulazioni agli
elementi finiti con time-stepping. I risultati delle simulazioni sono apparsi coerenti con i risultati attesi
dalla teoria e basati su precedenti studi. I pro e contro delle due alternative progettuali sono evidenziati
insieme con le possibili strategie progettuali che possono aiutare a mitigare i loro inconvenienti.
I. Introduzione
Nelle grandi navi moderne, per uso sia civile che militare, la propulsione elettrica risulta sempre più attrattiva per i vantaggi che essa offre rispetto ai motori
convenzionali a combustione interna in termini di
rendimento, prestazioni dinamiche, riduzione del rumore e delle emissioni inquinanti [1].
La maggior parte delle soluzioni convenzionali di elettronica di potenza per gli azionamenti di motori propulsivi di elevata potenza impiega gli Inverter a
Commutazione del Carico (LCI) e i Ciclo-convertitori
combinati con macchine sincrone. Tuttavia, questi sistemi di azionamento soffrono di ben noti inconvenienti come le elevate ondulazioni di coppia, lo scarso
rendimento, il basso fattore di potenza e la elevata distorsione armonica lato rete e lato motore [1] [3].
Una soluzione alternativa, in corso di attuale investigazione per sostituire i sistemi di azionamento LCI e
Cicloconvertitori dei motori propulsivi sincroni, impiega inverter multipli a tensione impressa PWM
(VSI) [2], [3]. Esempi in questa direzione sono già
stati implementati utilizzando motori multifase ad induzione [4].
Alcune ragioni vorrebbero comunque incoraggiare
l’utilizzo di macchine sincrone alimentate PWM (a
campo avvolto o con magneti permanenti) come motori di propulsione. Fra queste ragioni si può menzionare la più elevata efficienza, la possibilità di operare
con un fattore di potenza unitario e la più consolidata
tecnologia per macchine molto grandi come richiesto
per l’ azionamento dei motori di propulsione delle
navi da crociera [4], [5]. D’altra parte, i motivi dell’uso di inverter multipli discendono principalmente
da aspetti di affidabilità, per esempio dal bisogno di
garantire la continuità di servizio dell’azionamento in
caso di avaria ad una unità inverter.
7
C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
Fig. 2. Stator winding configurations for design arrangement (a) and (b) in Fig. 1.
The sketch encompasses two pole spans of a double-layer short-pitch winding type.
Fig. 2. Configurazioni di avvolgimento statorico per disposizione progettuale
(a) e (b) in Fig. 1. Lo schizzo comprende due sviluppi polari di un tipo di avvolgimento a doppio strato a passo corto.
III. Drive modeling for simulations
In order to investigate the performance of the two
drive arrangements described above, a propulsion
motor with the following ratings is considered:
Fig 1. Design arrangements for a synchronous motor drive fed by two VSIs: (a)
Dual-star motor supplied with three-phase voltage systems displaced by 30 electrical
degrees; (b) single star synchronous motor supplied by in-phase voltage systems.
Fig 1. Configurazioni di progetto per l’azionamento di un motore sincrono alimentato da due inverter a tensione impressa: (a) motore a doppia stella alimentato con sistemi di tensione trifase disposti a 30 gradi elettrici; (b) motore
sincrono a singola stella alimentato da sistemi di tensione in fase.
phase arrangement, with phase belts spanning 30 electrical degrees each. Conversely, the structure (b) is the
same as in an ordinary three-phase winding with the
difference that the coils belonging to adjacent poles
are supplied by different inverters. In other words, in
solution (b) one inverter supplies one half of machine
stator poles and the other inverter the other half.
In both cases, the synchronous machine is equipped
with two triplets of stator terminals (U1, V1, W1 and
U2, V2, W2) respectively supplied by inverter 1 and
inverter 2.
As an obvious consequence of the winding arrangement (Fig. 2), if the synchronous motor operates at no
load, the open-circuit induced EMFs that appear at
stator terminals U1, V1, W1 are shifted by 30 electrical
degrees with respect to the corresponding voltages that
appear at terminals U2, V2, W2 in case (a), while they
are in phase in case (b).
This explains why the two inverters output shifted
voltages in case (a) and in-phase voltages in case (b).
Voltage
Current
Frequency
Power
Speed
Torque
Number of poles
Number of parallel ways per phase
3000 Volt
2×2175 A
20 Hz
22000 kW
150 rpm
1.4E6 Nm
16
8
The cross section of the motor is represented in Fig. 3.
In order to reproduce the motor behavior in presence
of a voltage-source supply, it is necessary to run timestepping finite-element (FE) simulations as those reported in [6], [7].
For this purpose, each circuit appearing in the motor
crosssection (Fig. 3) needs to be connected with the
appropriate external circuit elements. The external circuits used for the simulation are represented in Fig. 4.
Precisely: VU1, VV1, VW1 are the sinusoidal voltage
outputs of inverter 1 (the sinusoidal waveform hypothesis is justified in Section II); VU2, VV2, VW2 are
the sinusoidal voltage outputs of inverter 2 (the sinusoidal waveform hypothesis is justified in Section II);
impedances PH_U1 are associated to the coils that
constitute phase U1, the same pertaining to the other
phases; R is the phase resistance; Vf is the field supply
voltage; Rf is the field resistance; the impedance
FIELD is associated to the series of the field coils in
the motor cross section; Rb is the resistance of a rotor
INNOVATION
8
Le analisi delle machine sincrone multi-stella alimentate
da inverter multipli a tensione impressa sono state già riportate in [6], [7], evidenziando come un punto debole di
questa soluzione risulti dalla presenza di circolazione di
grandi correnti generate internamente, le quali sono enfatizzate in caso di topologie di rotori a poli salienti [7].
In questo articolo, il motore sincrono a poli salienti alimentato PWM doppia stella, analizzato in [6], è confrontato con una configurazione progettuale alternativa basata
su macchine singole trifase appositamente fornite di due
inverter PWM. Il confronto è eseguito utilizzando un’analisi agli elementi finiti con time stepping, la quale è stata
sperimentalmente testata come metodologia affidabile per
predire il fenomeno delle correnti armoniche generate internamente [6], [7].
Per contro, gli effetti delle armoniche PWM iniettate nel
motore dagli inverter a tensione impressa sono trascurate
sul presupposto che una tensione di alimentazione quasi
sinusoidale sia applicata al motore grazie ad una tipologia
di inverter multi-livello e ad una frequenza di commutazione [3], [6], [7] sufficientemente elevata.
Il confronto proposto prende in considerazione la prestazione dell’ azionamento sia in condizioni operative normali
che in caso di operatività a potenza dimezzata con un solo
inverter in funzione.
II. Descrizione del sistema di azionamento
Le topologie di comandi per propulsione che saranno confrontati nell’articolo sono illustrati in Fig. 1. In entrambi i
casi due inverter trifase a tensione impressa sono impiegati
per alimentare il motore sincrono. Le quantità riferite ai
due inverter sono denotate rispettivamente con “1” e “2”,
mentre U, V, W denotano le fasi di un sistema trifase. Le
differenze tra le due soluzioni sono di seguito riassunte:
- nella soluzione (a) il motore sincrono è equipaggiato con
avvolgimenti statorici trifase, disposti a 30 gradi elettrici
(configurazione “split-phase” o a fase ausiliaria), mentre
nella soluzione (b) la macchina è trifase anche se fornita
di sei morsetti;
- nella soluzione (a) i sistemi di alimentazione trifase ai terminali di uscita dell’inverter sono sfasati di 30 gradi elettrici mentre nella soluzione (b) essi sono in fase.
Le configurazioni dell’avvolgimento statorico per la macchina sincrona nel caso (a) e (b) sono illustrate in Fig. 2. Si
può vedere che la configurazione (a) corrisponde ad una
tipica configurazione split-phase con bobine di fase estese
di 30 gradi elettrici ciascuna.
Al contrario, la struttura (b) è la stessa di un tradizionale
avvolgimento trifase con la differenza che le bobine appartenenti a poli adiacenti sono alimentate da inverter diffe-
renti. In altre parole, nella soluzione (b) un inverter alimenta una metà dei poli statorici e l’altro inverter un’altra.
In entrambi i casi la macchina sincrona è equipaggiata con
due triplette di morsetti statore (U1, V1, W1 e U2, V2, W2)
rispettivamente alimentati dall’inverter 1 ed inverter 2.
Come ovvia conseguenza della disposizione degli avvolgimenti (Fig. 2), se il motore sincrono opera senza carico, le
forze elettromotrici indotte a circuito aperto che appaiono
ai morsetti statorici U1, V1, W1 sono sfasate di 30 gradi
elettrici rispetto alle corrispondenti tensioni che appaiono
ai morsetti U2, V2, W2 nel caso (a), mentre sono in fase nel
caso (b). Questo spiega perchè le due tensioni in uscita dagli
inverter sono sfasate nel caso (a) ed in fase nel caso (b).
III. Modellazione dell’azionamento per simulazioni
Si considera un motore di propulsione con i seguenti dati
nominali, al fine di investigare le prestazioni delle due configurazioni di azionamento descritte sopra:
Tensione
Corrente
Frequenza
Potenza
Velocità
Coppia
Numero di poli
Numero di modi di parallelo per fase
3000 Volt
2x2175 A
20 Hz
22000 kW
150 giri/min
1.4 E6 Nm
16
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La sezione trasversale del motore è rappresentata in Fig. 3.
Al fine di riprodurre il comportamento del motore in presenza di una alimentazione a tensione impressa, è necessario
eseguire simulazioni agli elementi finiti con time-stepping,
come quelle riportate in [6], [7].
A questo scopo, ciascun circuito che appare nella sezione
trasversale del motore (Fig. 3) necessita di essere connesso
con gli appropriati elementi circuitali esterni.
I circuiti esterni usati per la simulazione sono rappresentati
in Fig. 4. Precisamente: VU1, VV1, VW1 sono le uscite in
tensione sinusoidali dell’inverter 1 (l’ipotesi di forma
d’onda sinusoidale è giustificata in Sezione II); le impedenze PH_U1 sono associate alle bobine che costituiscono
la fase U1, lo stesso per quanto riguarda le altre fasi; R è
la resistenza di fase; Vf è la tensione di alimentazione di
campo; Rf è la resistenza di campo; l’impedenza di
CAMPO è associata alle serie delle bobine di campo nella
sezione trasversale del motore; Rb è la resistenza della
barra smorzatrice del rotore; l’impedenza BAR i è associata
alla barra i-esima nella sezione trasversale del motore.
La metodologia per la rappresentazione dei circuiti degli
smorzatori è perciò la stessa come discusso in [8].
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C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
damper bar; the impedance BAR i is associated to the
i-th bar in the motor cross-section. The methodology
for representing damper circuits is therefore the same
as discussed in [8].
It is remarked that, to simulate drive configurations
(a) and (b), the supply voltages are set differently in
accordance with the phasor diagrams depicted in Fig.
1. Furthermore, in the two cases (a) and (b), the impedances PH_U1, PH_U2, etc. are associated to different sets of stator coils in accordance with the winding
structure diagrams of Fig. 2.
The main issue with this drive configuration, when operating in rated conditions and with both windings
supplied, is the occurrence of very large stator circulation currents, that are clearly visible in Fig. 5. The
phenomenon has been already investigated in [6], [7]
as concerns its genesis and physical interpretation.
The dominating components in phase current spectra
are the 5th and the 7th harmonics, which result from
the air-gap field distortion caused by the salient-pole
rotor shape.
Fig 3. (a) Propulsion motor cross-section and (b) detail of one pole.
Fig. 3. (a) Sezione trasversale del motore di propulsione e (b) dettaglio di un polo.
IV. Simulation results
The two drive configurations are simulated in steadystate conditions and in two operating mode:
Fig. 4. External circuits associated to the motor FE model for the timestepping FE
simulation.
Fig. 4. Circuiti esterni associate al modello FE del motore per la simulazione FE
a step temporali.
1) At rated power, voltage and speed, with both inverters connected;
2) At half power and rated voltage and speed, with
one inverter operating at rated current and the
other disconnected.
While stator phase currents are strongly distorted, the
induced damper bar current for this configuration is
very low (Fig. 5) as well as the torque ripple. This
means low rotor stray-load losses and better output
torque quality.
In all cases, the field voltage supply Vf (Fig. 4) is set
so that the motor operates at nearly unity power factor. Simulation results are depicted for comparison in
Fig. 5 and Fig. 6 which respectively refer to drive configurations (a) and (b). The plotted quantities (with the
relevant harmonic spectra) are stator phase currents
and the current flowing through the most loaded
damper bar. Actually, the waveform and harmonic
spectrum of a damper bar closely match the waveform
and harmonic spectrum of the torque, which is then
omitted for the sake of brevity.
The low torque ripple and low induced bar currents
are not in contradiction with the significant phase current distortion. In fact, it is well known that the revolving fields produced by the 5th and 7th current
harmonics mutually cancel out at the airgap [9], [10],
so that the lowest-order harmonic appearing in the
spectrum is the 12th.
A. Drive with split-phase synchronous motor
Simulation results for this drive arrangement are reported in Fig. 5.
As concerns the drive operation at half power with
only one active inverter, it can be seen from Fig. 6 how
the 5th and 7th circulating harmonics almost vanish
from stator currents.
In fact, the low-impedance loop through which such
harmonics circulate [6], is interrupted because of one
INNOVATION
10
Si precisa che, per simulare le configurazioni dell’azionamento (a) e (b), le tensioni di alimentazione sono settate
diversamente in accordo con i diagrammi fasoriali mostrati
in Fig. 1. Inoltre, nei due casi (a) e (b), le impedenze
PH_U1, PH_U2, ecc. sono associate a differenti gruppi di
bobine statoriche in accordo ai diagrammi della struttura
degli avvolgimenti di Fig. 2.
oscillazione di coppia e le basse correnti indotte nella barra
non sono in contraddizione con la significante distorsione
della corrente di fase. Inoltre è ben noto che i campi rotanti
prodotti dalle armoniche di corrente 5° e 7° si cancellano
reciprocamente nel traferro [9], [10], cosicché il più basso
ordine di armonica che compare nello spettro è il 12°.
IV. Risultati della simulazione
Le due configurazioni dell’azionamento sono simulate in
regime permanente e in due modi di funzionamento:
Per quanto concerne il funzionamento dell’azionamento a
metà potenza con un solo inverter attivo, si può vedere
nella Fig. 6 come le armoniche circolanti 5° e 7° quasi
scompaiano dalle correnti statoriche.
1) A potenza nominale, tensione e velocità nominali, con
entrambi gli inverter connessi;
2) A metà potenza e tensione e velocità nominali, con un
inverter funzionante alla corrente nominale e l’altro disconnesso.
Infatti il loop a bassa impedenza attraverso il quale queste
armoniche circolano [6], è interrotto per la presenza di un
avvolgimento a circuito aperto. D’altra parte possiamo osservare un notevole incremento nella corrente della barra
smorzatrice e delle ondulazioni di coppia.
In tutti i casi, la tensione di alimentazione di campo Vf (Fig.
4) è impostata cosicché il motore funzioni quasi a fattore
di potenza unitario.
Questo è coerente con il fatto che, quando solo un avvolgimento è eccitato, non avvengono effetti di reciproca cancellazione nel traferro tra gli spazi delle armoniche a causa
della distribuzione degli avvolgimenti. Come conseguenza,
quindi, un’armonica di 6° ordine appare nello spettro.
Per un’interpretazione teorica e formale più dettagliata di
questo fenomeno si può fare riferimento a [10].
I risultati della simulazione sono mostrati per un raffronto
in Fig. 5 e in Fig. 6; questi si riferiscono rispettivamente
alle configurazioni dell’azionamento (a) e (b). Le quantità
tracciate (con il relativo spettro armonico) sono le correnti
di fase statoriche e la corrente che defluisce attraverso la
barra di smorzamento maggiormente caricata. In realtà, la
forma d’onda e lo spettro armonico di una barra di smorzamento si avvicinano molto alla forma d’onda e allo spettro armonico della coppia, che è poi omessa per ragioni di
brevità.
A. Azionamento con motore sincrono split-phase
I risultati della simulazione per questa configurazione di
azionamento sono riportati in Fig. 5.
Il problema principale con questa configurazione di azionamento, quando funzionante in condizioni nominali e con
entrambi gli avvolgimenti alimentati, è la comparsa di correnti di circolazione statorica molto grandi che sono chiaramente visibili in Fig. 5.
Il fenomeno è stato già investigato in [6], [7] per quanto
concerne la sua genesi e l’interpretazione fisica. Le componenti dominanti nello spettro della corrente in fase sono la
quinta e la settima armonica, le quali risultano dalla distorsione di campo al traferro causata dal profilo del rotore
a poli salienti.
Mentre le correnti di fase statorica sono fortemente distorte, la corrente indotta nella barra di smorzamento per
questa configurazione è molto bassa (Fig. 5) come anche
le ondulazioni di coppia. Questo significa basse perdite rotoriche e una migliore qualità di coppia in uscita. La bassa
B. Azionamento con motore sincrono trifase
I risultati della simulazione per questa configurazione di
azionamento sono riportati in Fig. 6.
Si può vedere che le correnti di fase statorica mantengono
la loro forma d’onda quasi sinusoidale sia in funzionamento
a piena potenza con entrambi gli inverter in servizio che a
potenza dimezzata con un solo inverter attivo.
In particolare, la forma d’onda della corrente sinusoidale
osservata con tutte le fasi alimentate conferma che il fenomeno delle correnti parassite circolanti, osservato e predetto
nelle macchine split-phase alimentate da inverter a tensione
impressa [6], [7], [9], non compare nel caso della configurazione degli avvolgimenti come quella mostrata nella soluzione (b) (Fig. 2b). Da un punto di vista fisico questo è
dovuto al fatto che, nel caso della configurazione (b), le forze
elettromotrici posteriori indotte nelle due sezioni dell’avvolgimento sono esattamente in fase nella soluzione (b) e non
sfasate di 30 gradi elettrici come nella soluzione (a).
Per quanto riguarda la corrente nella barra smorzatrice e
le ondulazioni di coppia durante il normale funzionamento, si può vedere che sono più grandi rispetto alla soluzione (a). Infatti l’avvolgimento statorico trifase non
permette il beneficio della cancellazione delle armoniche
del 5° e 7° ordine nel traferro, il quale infatti produce
un’ondulazione armonica di 6° grado di corrente di smorzamento e di coppia.
11
C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
winding being at open circuit. On the other side, we
can observe the appearance of a remarkable increase
in the damper bar current and torque ripple.
This is consistent with the fact that, when only one
winding is energized, no mutual cancellation effects
occur in the air-gap among space harmonics due to
winding distribution. As a consequence, in fact, a 6th
order harmonic appears in the spectrum. For a deeper
theoretical and formal interpretation of this phenomenon, reference can be made to [10].
B. Drive with three-phase synchronous motor
Simulation results for this drive arrangement are reported in Fig. 6.
It can be seen that stator phase currents retain their
quasisinusoidal waveform both in full-power operation with both inverters in service and at half power
with only one active inverter.
In particular, the sinusoidal current waveform observed with all phases supplied confirms that the parasitic current circulation phenomena, observed and
predicted in VSI-fed split-phase machines [6], [7], [9],
do not occur in the case of a winding arrangement like
that employed in the solution (b) (Fig. 2b).
From a physical viewpoint, this is due to the fact that,
in case of arrangement (b), the back EMFs induced in
the two winding sections are exactly in phase in solution (b), not shifted by 30 electrical degrees as in solution (a).
As concerns the damper bar current and torque ripples
during normal operation, they can be seen to be larger
than in solution (a). In fact, the three-phase stator
winding does not allow for the beneficial cancellation
of the 5th and 7th order air-gap harmonics, which in
fact produce a 6th order torque and damper current
harmonic ripple.
In particular, when one of the two inverters is disconnected and the machine operates at half its rated power,
we can notice the occurrence of a very large third harmonic in the damper current (and in the torque).
This is physically produced by a second-order harmonic in the rotating field which revolves in the opposite direction with respect to the rotor.
The reason for the second harmonic to appear in the
air-gap can be intuitively caught by thinking of the
winding structure (Fig. 2b) when only phase belts “1”
are supplied: for a full pitch design, we would have that
exactly one layer per pole is supplied, while in presence
of short-pitch coils, an asymmetry is introduced with
an overlapping of energized layers on one pole end and
an absence of energized coils on the other pole end.
Such an asymmetry is responsible for the appearance
of the second harmonic space harmonic, as numerically
verified and illustrated in Section V (Fig. 7).
V. Possible design countermeasures
In the previous Section, the two investigated drive design solutions are shown to exhibit both pros and contras. In particular, solution (a) suffers from circulation
harmonic issues in full power conditions, while solution (b) suffers from high torque and damper bar current ripples in the operation with only one active
inverter. There would be different possible design
countermeasures that could be adopted to mitigate the
drawbacks of the two solutions while preserving their
benefits, namely:
- For solution (a), the use of input reactors, to be
placed between the inverters and the motor, would
obviouslylimit the parasitic circulation current amplitudes [7] by increasing the impedance of their
close loop; this countermeasure may yet require large
reactors to be installed, with significant increase in
terms of cost, room along with possible cooling and
reliability issues.
- For solution (a), the adoption of a suitable inverter
control strategy, based on Vector Space Decomposition techniques [7] [9], could help compensate the
circulation harmonics; similar techniques are applied
in [11] to mitigate PWMexcited harmonic currents
induced in split-phase (dualstar) induction machines.
- For solution (a), the use of a full-pitch winding is
beneficial as it increases the self leakage inductance
of each winding while diminishing the mutual inductance between the two windings due to leakage flux,
as discussed and proved in [9].
- The adoption of a full-pitch winding brings advantages also in case of solution (b), as it prevents the
occurrence of second-order air-gap field harmonics
when only one winding section is energized. This is
numerically proved by looking at the armature field
produced by a winding structure like that of Fig. 2b
supposing that only phase belts “1” are supplied: the
second order space harmonic is present in the air-gap
field spectrum for a short pitch design but it disappears if a full pitch design is used (Fig. 7).
INNOVATION
12
In particolare, quando uno dei due inverter è disconnesso
e la macchina opera alla metà della sua potenza nominale,
si può notare la comparsa di una terza armonica molto
grande nella corrente di smorzamento (e nella coppia).
Questo è fisicamente prodotto da un’armonica di 2° ordine
nel campo rotante che ruota nella direzione opposta rispetto al rotore.
- L’adozione di un avvolgimento a passo pieno porta vantaggi anche in caso di soluzione (b), poiché previene la
presenza di armoniche di campo al traferro di secondo
ordine nel caso in cui solo una sezione di avvolgimento
sia energizzata. Ciò è numericamente provato dall’osservazione del campo dell’indotto prodotto da un tipo di avvolgimento come quello rappresentato in Fig. 2b
supponendo che solo le bobine “1” siano fornite:
La ragione per cui la seconda armonica appare nel traferro
può essere intuitivamente appresa pensando alla struttura
degli avvolgimenti (Fig. 2b) quando solo le fasi “1” sono
alimentate: per un profilo a passo pieno vorremmo che
esattamente uno strato per polo fosse alimentato, mentre
in presenza di bobine a passo intero si introduce un‘asimmetria con una sovrapposizione di strati energizzati su una
estremità di un polo e un’assenza di bobine energizzate sull’estremità dell’altro polo.
lo spazio armonico di secondo ordine è presente nello spettro di campo al traferro per profili a passo corto, ma scompare se si utilizza un profilo a passo pieno (Fig. 7).
Tale asimmetria è responsabile della comparsa della seconda armonica nello spazio armonico come numericamente verificato e illustrato alla sezione V (Fig. 7).
La prima soluzione consiste in un motore sincrono splitphase (a fase ausiliaria) alimentato da sistemi di tensione
sfasati di 30 gradi elettrici; il secondo usa un motore sincrono trifase a 6 conduttori dove metà dei poli statorici è
alimentata da un inverter e l’altra metà dall’altro, essendo
il sistema di alimentazione di tensione in fase tra di loro.
V. Contromisure progettuali possibili
Nella precedente sezione, le due soluzioni progettuali investigate sono mostrate per esibire sia i pro che i contro.
In particolare, la soluzione (a) soffre di problemi di circolazione di armoniche in funzionamento a piena potenza,
mentre la soluzione (b) soffre di elevate ondulazioni di coppia e di correnti di smorzamento nella modalità di funzionamento con un solo inverter attivo. Esistono differenti
contromisure progettuali possibili che potrebbero essere
adottate per mitigare gli inconvenienti delle due soluzioni
preservando i loro benefici, ovvero:
- Per la soluzione (a), l’uso di reattori di ingresso da posizionare tra gli inverter e il motore dovrebbero ovviamente
limitare le ampiezze delle correnti parassite circolanti [7]
attraverso l’aumento dell’impedenza del loro loop chiuso;
questa contromisura potrebbe tuttavia richiedere l’installazione di grandi reattori con significativo incremento dei
costi e con possibili problematiche di raffreddamento e
affidabilità.
- Per la soluzione (a), l’adozione di un’opportuna strategia
di controllo dell’inverter, basata sulle tecniche di Vector
Space Decomposition [7] [9], potrebbe aiutare a compensare le armoniche di circolazione; tecniche simili sono
impiegate in [11] per mitigare le correnti armoniche eccitate con PWM, indotte in macchine ad induzione a motore split-phase (doppia stella).
- Per la soluzione (a), l’utilizzo di un avvolgimento a passo
intero è utile in quanto aumenta la relativa induttanza dispersa di ciascun avvolgimento e diminuisce la mutua induttanza tra i due avvolgimenti a causa del flusso
disperso, come discusso e testato in [9].
VI. Conclusioni
In questo articolo si propone un raffronto prestazionale tra
due alternative progettuali di un azionamento per motore
sincrono dove il motore è alimentato da due inverter a tensione impressa per motivi di affidabilità.
Il raffronto basato su simulazioni agli elementi finiti con
step temporali mostra che la principale debolezza della precedente soluzione risulta dalla comparsa di grandi armoniche circolanti generate internamente durante il
funzionamento a piena potenza con entrambi gli inverter
attivi; per contro, il principale inconveniente dell’ultima
soluzione consiste nelle grandi pulsazioni di coppia e corrente di smorzamento che compaiono quando è in funzione
un solo inverter. In entrambe le soluzioni l’utilizzo di un
avvoglimento a passo intero è benefico.
Questo, in particolare, previene il problema delle ondulazioni di coppia e di corrente di smorzamento nelle ultime
configurazioni di azionamento in esame.
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C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
Fig. 5. Simulation results for the drive full and half power operation in solution (a), i.e. with a split-phase motor and shifted supply voltages.
Fig. 5. Risultati della simulazione per funzionamento a piena e a metà potenza come in soluzione (a), ad esempio con un motore bifase e con potenze fornite modificate.
INNOVATION
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Fig. 6. Simulation results for the drive full and half power operation in solution (b), i.e. with a three-phase motor and in-phase supply voltages.
Fig. 6. Risultati della simulazione per funzionamento a piena e a metà potenza come in soluzione (b), ad esempio con motore trifase e tensioni di alimentazione in fase.
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C. Bassi, A. Tessarolo, R. Menis, G. Sulligoi
may consist of the large torque and damper current
pulsations that occur when only one inverter is working. In both solutions, the use of a full-pitch winding
design is beneficial. This provision, in particular, prevents torque and dumper current ripple issues in the
latter drive arrangement under study.
Fig. 7. Analysis of an example round-rotor machine with full and short pitch winding of the type of Fig. 2b, with only one winding section energized. The air-gap flux
density Fourier analysis confirms that a second-order space harmonic appears when
a short pitch is used and disappears with a full pitch design. This is also visually
shown by the distortion of the flux lines in the rotor region in case of short pitch
(right-hand side).
Fig. 7. Analisi di un esempio di macchina a rotore circolare con avvolgimento a
passo intero e corto del tipo in Fig. 2b, con una sola sezione di avvolgimento
energizzata. La densità del flusso al traferro secondo l’analisi di Fourier conferma che un‘armonica spaziale di secondo ordine appare quando si usa un
passo corto e scompare quando il progetto prevede un passo intero. Ciò è anche
visivamente mostrato dalla distorsione delle linee di flusso nella regione rotorica
in caso di passo corto (lato destro).
VI. Conclusions
In this paper a comparative performance is proposed
for two design alternatives of a synchronous motor
drive where the motor is supplied by two voltagesource inverters for reliability reasons.
The first solution consists of a split-phase synchronous
motor supplied by voltage systems shifted by 30 electrical degrees; the second uses a three-phase six-lead
synchronous motor where one half of the stator poles
is supplied by one inverter and the other half by the
other one, being the supply voltage system in phase
between them.
The comparison, based on time-stepping finite-element simulations, shows that the main weakness of
the former solution results from the occurrence of
large internallygenerated circulation harmonics during
full-power operation with both inverters in service;
conversely, the main drawback of the latter solution
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