Esercitazioni Ing. Saponara
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4. Amplificatori lineari a transistors
4.1 Transistor BJT
Analizziamo ora uno stadio per amplificazione dei segnali basato su transistori bipolari BJT
(Bipolar Junction Transistor) ed in particolare ne vedremo uno realizzato con BJT di tipo npn di cui
riportiamo di seguito struttura fisica e simbolo circuitale.
Poiché il BJT come altri transistors (MOSFET e JFET) è un dispositivo a tre terminali (base,
emettitore e collettore) ma, all’interno dei circuiti, viene usato come un quadripolo con una porta di
ingresso ed una di uscita allora uno dei tre terminali è a comune tra ingresso e uscita: si hanno così
le configurazioni a
- emettitore comune o CE, mostrata in figura, (con terminali di ingresso base e emettitore; terminali
di uscita collettore ed emettitore),
- collettore comune o CC (terminali di ingresso base e collettore; terminali di uscita emettitore e
collettore),
- base comune o CB (terminali di ingresso emettitore e base; terminali di uscita collettore e base).
La configurazione utilizzata per ottenere amplificazione è quella ad emettitore comune (CE) che
analizzeremo.
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Di seguito si riportano le caratteristiche di ingresso (IB vs VBE, per vari VCE) e di uscita (IC vs VCE,
per vari IB) di un possibile transistor BJT. Gli andamenti qualitativi delle curve sono validi in
generale per i BJT mentre i valori numerici sono validi per un particolare BJT:
In particolare le caratteristiche prese a riferimento valgono per un BJT in applicazioni a bassa
potenza: infatti i range possibili di funzionamento riportati nelle figure prevedono in uscita correnti
max. di 12 mA e tensioni di 14V ovvero potenze di uscita dell’ordine delle decine-centinaia di mW.
(i.e. con questo particolare BJT un amplificatore audio da diversi W non si può realizzare)
Per l’ingresso le correnti in gioco sono dell’ordine delle decine di µA. In particolare è interessante
notare che in uscita, a patto di lavorare nella zona attiva (caratteristiche piatte), c’è una
I
corrispondenza lineare tra uscita IC e ingresso IB con un fattore di proporzionalità β = C ≈ 300
IB
Tipicamente i BJT per applicazioni di potenza supportano tensioni e correnti, e quindi potenze,
maggiori ma hanno dei guadagni minori di 300, tipicamente dell’ordine di diverse decine.
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4.2 Amplificatore a BJT in configurazione CE
4.2.1 Schema circuitale
Si consideri lo schema circuitale in figura che riporta un completo sistema sorgente-amplificatoreutilizzatore dove la sorgente del segnale di interesse da amplificare è modellizzata con generatore
Vs e resistenza di sorgente Rs, utilizzatore è modellizzato con resistenza RL e amplificatore è
costituito da BJT e resistenze R 2 , R1 , RC , R E . Vi è inoltre una sorgente di alimentazione Vcc
(ottenuta da una batteria o tramite un convertitore AC/DC a partire da una sorgente in alternata) e
dei condensatori di blocco C1 e C2.
I valori di tensione e corrente nel circuito saranno dati dalla sovrapposizione di una componete
costante che determineremo sul circuito di polarizzazione in DC e di una variabile, legata a Vs, che
vogliamo amplificare ed inviare all’utilizzatore.
4.2.2 Polarizzazione e circuito per variazioni
Studiamo cosa avviene in continua, in assenza di segnale informativo Vs variabile nel tempo,
quando agisce solo generatore Vcc.
Poiché in continua (frequenza nulla) le capacità si comportano come impedenze di valore infinito
1
Z( f ) =
= ∞ per f = 0 esse si sostituiscono con dei circuiti aperti. Difatti tali capacità sono
j 2πfC
dette di blocco (bloccano la continua) o di disaccoppiamento (disaccoppiano per la continua, ovvero
quando agisce generatore di alimentazione Vcc, la sorgente dall’amplificatore e dal carico).
Pertanto in continua Vo=0 ed il circuito è quello riportato a pagina 26 in figura (a) ed in versione
semplificata con Thevenin in figura (b). Tale circuito è detto circuito di polarizzazione del transistor
e fissa il punto di lavoro a riposo, ovvero in assenza di segnale Vs, dell’amplificatore.
Ovviamente le correnti e tensioni del transistor saranno non nulle ed il transistor assorbe potenza
dall’alimentazione in continua che poi trasferirà al segnale Vs, amplificandolo, per le variazioni.
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4.2.3 Rendimenti e classi di amplificazione
In genere tale trasferimento energico avviene con un rendimento η =
Po
dove Po=Potenza utile
Pa lim
passata al carico e Palim= Passorbita da alimentazione Vcc .
Negli amplificatori lineari (detti in classe A) con carico resistivo, tipo quello che stiamo
analizzando, tale rendimento è basso: max. teorico del 25%.
Tale rendimento può salire fino al 50% teorico nel caso di amplificatori lineari con carico induttivo.
Per ottenere rendimenti maggiori si deve ricorrere ad amplificatori basati sulla tecnica PWM (Pulse
Width Modulation) con rendimenti teorici del 100% e reali del 80-90%. Con tali amplificatori detti
anche in classe D si paga lo scotto di una minore linearità della risposta (la PWM è una
modulazione intrinsecamente non lineare).
4.2.4 Zona di funzionamento lineare e saturazione
Da notare che la scelta di Vcc e del punto di polarizzazione determinano anche la dinamica (i.e.
massimi valori in ampiezza che si possono avere in tensione o in corrente per il segnale variabile di
uscita) al di sopra del quale l’amplificatore smette di funzionare in zona lineare. In tal caso in uscita
l’amplificatore smette di fornire repliche fedeli ed amplificate del segnale di ingresso, e sorgono
problemi di saturazione con conseguenti fenomeni di distorsione noti come clipping di cui nella
figura (difatti l’uscita ideale tracciata in giallo non viene fornita perchè l’amplificatore taglia le parti
che eccedono la massima dinamica di uscita e fornisce l’uscita in rosso).
0
0
0
0
0
20
40
60
80
100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 300 320 340 360
0
0
0
25
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4.2.5 Polarizzazione di CE con e senza reazione (RE)
R2
R ⋅R
e Rth = R1 // R 2 = 1 2
R1 + R 2
R1 + R 2
L’equazione alla maglia di ingresso, maglia I in figura (b), è:
Vth = Rth. ⋅ I B + V BE + R E ⋅ ( I B + I C ) ≈ Rth. ⋅ I B + V BE + R E ⋅ I C poiché è vero che
Applicando thevenin si ha Vth = Vcc
I B << I C ( I C ≈ 300 ⋅ I B
nel caso di esempio)
L’equazione alla maglia di uscita, maglia II in figura (b), è:
Vcc = RC ⋅ I C + VCE + R E ⋅ ( I B + I C ) ≈ RC ⋅ I C + VCE + R E ⋅ I C = ( RC + R E ) ⋅ I C + VCE poiché è vero
che I B << I C ( I C ≈ 300 ⋅ I B nel caso di esempio)
Per quanto riguarda l’equazione di uscita Vcc = ( RC + R E ) ⋅ I C + VCE se riportata sulle
caratteristiche grafiche di uscita del BJT si avrà una retta, detta retta di carico, passante per i punti
Vcc
(I C =
, VCE = 0) e ( I C = 0, VCE = Vcc)
( RC + R E )
Il punto di lavoro in continua, detto anche punto di riposo o punto operativo, è dato
dall’intersezione di tale retta con una delle curva di uscita del BJT, quella fissata da IB sulla maglia
di ingresso (vedi figura sottostante per una indicazione qualitativa)
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Analizzando l’equazione alla maglia di ingresso si vede che questa, per la presenza di RE dipende
non solo da IB ma anche da IC (il quale a sua volta dipende anche da IB come visto nell’equazione
della maglia di uscita)
R2
R ⋅R
Vcc
= 1 2 ⋅ I B + V BE + R E ⋅ I C
R1 + R 2 R1 + R 2
Si ha dunque che RE introduce una reazione negativa nel circuito dell’uscita sull’ingresso, ciò come
vedremo più avanti nel richiamare la teoria dei sistemi reazionati dà dei benefici in termini di
stabilizzazione delle prestazioni dell’amplificatore vs. variazione dei parametri dovuti a
invecchiamento, variazioni della temperatura, spreading tecnologico nella realizzazione industriale
dei dispositivi. Altri vantaggi riguardano la riduzione di disturbi, l’allargamento della zona di
funzionamento lineare e della banda. La reazione ha anche influenza sulle impedenze di ingresso ed
uscita del sistema elettronico. Di contro vedremo che la reazione comporta una diminuizione del
guadagno ottenibile.
Ritornando al nostro circuito vediamo di risolvere questo problema iterativo (IB dipende da IC in
maglia di ingresso il quale a sua volta dipende da IB in maglia di uscita) in due casi diversi
Caso 1) La rete è non reazionata Æ RE=0
Caso 2) La rete è reazionata Æ RE≠0
Soluzione Caso 1) La rete è non reazionata Æ RE=0
In questo caso in maglia di ingresso potremo scrivere
R2
R2
Vcc
− V BE Vcc
− 0 .7
R2
R1 ⋅ R2
R1 + R2
R1 + R 2
Vcc
=
⋅ I B + V BE − − > I B =
≈
R1 ⋅ R2
R1 ⋅ R2
R1 + R 2 R1 + R2
R1 + R 2
R1 + R2
infatti da caratteristiche di ingresso del BJT emerge che, se corrente di ingresso IB è
significativamente non nulla, allora V BE ≈ 0.7 . Pertanto fissate Vcc e i valori delle resistenze allora
IB è nota e riportandola sul grafico di uscita trovo anche IC e VCE
Esempio numerico:
Vcc= 5 V
C1 = 10 µF , C 2 = 10 µF
R 2 = 360 KΩ, R1 = 360 KΩ, ( RTH = 180 KΩ), RC = 1KΩ, R E = 0
2.5V − 0.7V
1.8V
allora I B ≈
=
= 10µA
180 KΩ
180 KΩ
Vcc
= 1mA, VCE = 0) e
( RC + R E )
( I C = 0, VCE = Vcc = 5V ) ed ho che punto di lavoro in continua è ( I B ≈ 10µA, I C ≈ 3mA⋅, VCE ≈ 2V )
La potenza assorbita dall’alimentazione vale circa 5V⋅3mA=15 mW
Riporto retta di carco su caratteristiche di uscita nei punti ( I C =
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Soluzione Caso 2) La rete è reazionata Æ RE≠0 e si fa ipotesi (non sempre vera a priori e da
verificare a posteriori) che in maglia di ingresso Rth ⋅ I B << R E ⋅ I C Æ l’equazione alla maglia di
R2
Vcc
− 0.7
Vth − V BE
R1 + R2
ingresso diventa Vth ≈ V BE + R E ⋅ I C − − > I C ≈
=
RE
RE
In tali condizioni IC è nota e riportandola sul grafico di uscita trovo anche IB e VCE
Esempio numerico:
Vcc= 14 V
R 2 = 40 KΩ, R1 = 160 KΩ, ( RTH = 32 KΩ), RC = 1.7 KΩ, R E = 600Ω
R2
Vcc
− 0.7
R1 + R2
2.1V
allora I C ≈
=
≈ 3.5mA
RE
600Ω
Vcc
= 6.1mA, VCE = 0) e
( RC + R E )
( I C = 0, VCE = Vcc = 14V ) ed ho che punto di lavoro in continua è
( I B ≈ 10µA, I C ≈ 3.5mA, VCE ≈ 7.5V )
La potenza assorbita dall’alimentazione vale circa 14V⋅3.5mA=49 mW
Riporto retta di carco su caratteristiche di uscita nei punti ( I C =
Ora verifico ipotesi iniziale che
Rth ⋅ I B << R E ⋅ I C − − > 32 KΩ ⋅ 10 µA = 320mV << 600Ω ⋅ 3.5mA = 2100mV
C’è un fattore di rapporto circa 6.6, ovvero ho fatto una ipotesi di approssimazione che mi permette
di semplificare i conti ma comporta un errore nei conti di circa il 15%. Può andare bene per dei
conti carta e penna perché raffinerò analisi con strumenti di progettazione CAD e poi realizzazione
di prototipi.
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4.2.6 Circuito per le variazioni
Studiamo ora cosa avviene a centro banda ovvero, in presenza di segnale informativo Vs variabile
nel tempo, e a frequenze per cui il generatore Vcc di continua non agisce (per le variazioni Vcc si
cortocircuita) e le capacità si comportano come impedenze di valore molto piccolo tali da poterle
considerare anche esse come dei cortocircuiti. In seguito analizzeremo la risposta in frequenza
dell’amplificatore. Il circuito per le variazioni diventa dunque il seguente
A questo punto và sostituito al transistor (nel nostro caso un BJT di tipo NPN) il suo modello
linearizzato per le variazioni che, in una versione semplificata, è il seguente
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rπ che per la trattazione che facciamo coincide con rbe e spesso è chiamata hie (resistenza di Input del
modello a parametri Hybrid nel circuito in montaggio a common Emitter) e vale circa a temperatura
26mV
ambiente
β pari a circa 2600 Ω nell’esempio numerico 1 (Ic era 3 mA) e 2200 Ω
Ic
nell’esempio numerico 2 (Ic era 3.5 mA)
β è il fattore di guadagno del generatore di corrente per le variazioni ic controllato in corrente
(corrente di ingresso per le variazioni ib) e vale per il BJT considerato circa 300.
Poiché in ingresso, per le variazioni, vbe= rπ ⋅ib allora è possibile in alternativa fare uno schema in
cui nel circuito di uscita si mette un generatore di corrente per le variazioni ic controllato da
tensione vbe
β
vbe
300
= g m ⋅ vbe con g m =
=
= 0.115Ω −1 nel caso numerico 1 e
Infatti ic = β ⋅ ib = β ⋅
rπ 2600
rπ
β
300
=
= 0.136Ω −1 nel caso numerico 2.
gm =
rπ 2200
Da notare come negli amplificatori i parametri equivalenti per le variazioni sono influenzati dalla
scelta del punto di funzionamento (ecco ulteriormente perché è importante avere un punto di
polarizzazione stabile)
Dopo la sostituzione del BJT con il suo modello linearizzato si ottiene il circuito seguente dove
R ⋅ RL
R ⋅R
R B = R1 // R 2 = 1 2 e RC = RC // R L = C
R1 + R 2
RC + R L
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4.2.7 Guadagno a centro banda per CE non reazionato (senza RE)
Calcoliamo il guadagno in tensione
Richiamiamo i valori numerici del caso 1:
R 2 = 360 KΩ, R1 = 360 KΩ, ( R B = 180 KΩ), RC = 1KΩ, R E = 0, R L = 1KΩ( RC = 500Ω), Rs = 50Ω
rπ = 2600 Ω, β = 300 ( g m = 0.115Ω −1 )
Dal circuito semplificato per le variazioni si ha che nella maglia di uscita
vo = − RC ⋅ ic = − RC ⋅ g m ⋅ vbe
In ingresso sia ha che RB = 180 KΩ è trascurabile nel parallelo con rπ = 2600Ω (70 volte più
piccola) e pertanto applicando formula del partitore di tensione alla maglia che ingloba Vs, Rs e
rπ
rπ si ha vbe = vs ⋅
e pertanto
rπ + Rs
rπ
vo = − RC ⋅ g m ⋅ vbe = − RC ⋅ g m ⋅ vs ⋅
−−>
rπ + Rs
− − > Av =
vo
r
2600
= − RC ⋅ g m ⋅ π
= −500 ⋅ 0.115 ⋅
= −56.4
vs
rπ + Rs
2600 + 50
Ovvero a centro banda mi aspetto che l’amplificatore inverte il segnale (i.e. introduce un ritardo in
fase di 180 gradi) e lo amplifica di 56.4 ovvero di circa 35 dB.
Calcoliamo ora il guadagno in corrente
io=ic= β ⋅ib ma siccome RB = 180 KΩ è trascurabile nel parallelo con rπ = 2600Ω allora ib=isÆ
ic= β ⋅ibÆ il guadagno in corrente vale β =300 pari a circa 49.5 dB
4.2.8 Adattamento di impedenza e buffer
Da notare che il guadagno in tensione Av dipende da RC e quindi anche dal carico offerto
dall’utilizzatore:
Se R L >> RC = 1KΩ allora nel parallelo RC = RC // R L ≈ RC = 1KΩ e il guadagno
dell’amplificatore raddoppia e diviene pari a -112,8 (circa 41 dB). Tale guadagno è il massimo
ottenibile con questo amplificatore.
Se R L << RC = 1KΩ allora nel parallelo RC = RC // R L ≈ R L e il guadagno dell’amplificatore
dipende linearmente da R L : e.g. se R L = 100Ω il guadagno diventa 11.28. Se R L = 8Ω tipico di
altoparlanti audio il sistema invece di amplificare attenua poiché il guadagno in tensione diventa
circa 0.9.
Da qui l’importanza nella connessione in cascata di quadripoli dell’adattamento di impedenza. In
particolare per massimizzare il guadagno per segnali in tensione si richiede che l’impedenza di
uscita del sistema a monte ( RC nell’esempio) sia molto minore di quella di ingresso del sistema a
valle ( R L nell’esempio).
Esistono circuiti detti buffer che hanno guadagno in tensione circa unitario (ma guadagno in
corrente maggiore di uno e quindi amplificano in potenza) e hanno alta impedenza di ingresso e
bassa impedenza di uscita. I buffer vengono interposti tra due sistemi in cascata non adattati per
realizzare l’adattamento di impedenza .
Essi sono realizzabili con amplificatore operazionale in reazione negativa (vedi lezioni successive)
o con transistor in montaggio a collettore comune (se BJT) o drain comune (FET).
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4.2.9 Guadagno a centro banda per CE reazionato (con RE)
Richiamiamo i valori numerici del caso 2:
R 2 = 40 KΩ, R1 = 160 KΩ, ( R B = 32 KΩ), RC = 1.7 KΩ, R E = 600Ω, R L = 10 KΩ( RC = 1450Ω), Rs = 50Ω
rπ = 2200Ω, β = 300( g m = 0.136Ω −1 )
Questa volta l’analisi è più complessa a causa della presenza della resistenza di reazione RE
Dal circuito semplificato per le variazioni si ha per la maglia di uscita
vo = − RC ⋅ ic = − RC ⋅ β ⋅ ib
Calcoliamo ora Rx, la resistenza data dal contributo di rπ e RE e che finisce in // a RB.
Si
ha
vb = rπ ⋅ ib + RE ⋅ ie = rπ ⋅ ib + RE ⋅ (ib + gm ⋅ vbe) = rπ ⋅ ib + RE ⋅ (ib + β ⋅ ib) = ib⋅[rπ + RE ⋅ (1+ β )]
allora Rx =
che
ma
vb
= rπ + RE ⋅ (1 + β ) = 2200+ 600⋅ (301) = 182800
ib
Questa volta la RB di 32 KΩ non è trascurabile nel parallelo con una resistenza equivalente di
182800 Ω.
Si può dimostrare che scrivendo un po di equazioni circuitali si arriva a determinare che
1
ib = vs ⋅
−−>
rπ
R E ⋅ ( β + 1)
[
+
+ 1] ⋅ [ Rs + R B //[ R E ⋅ ( β + 1) + rπ ]]
RB
RB
1
− − > ib = vs ⋅
[
2200 600 ⋅ 301
+
+ 1] ⋅ [50 + 32000 // 182200]
32000
32000
= vs ⋅
1
1
= vs ⋅
6.7125 ⋅ 27282Ω
183130Ω
ma allora
1
Æ
rπ
⋅
(
β
+
1
)
RE
[
+
+ 1] ⋅ [ Rs + R B //[R E ⋅ ( β + 1) + rπ ]]
RB
RB
vo
1
− 1450Ω ⋅ 300
Av =
= − RC ⋅ β ⋅
=⋅
= −2.375
rπ
R E ⋅ ( β + 1)
vs
183130Ω
[
+
+ 1] ⋅ [ Rs + R B //[R E ⋅ ( β + 1) + rπ ]]
RB
RB
vo = − RC ⋅ β ⋅ ib = − RC ⋅ β ⋅ vs ⋅
Nello stesso caso numerico ma con RE =0 avrei avuto
vo
1
− 1450Ω ⋅ 300
Av =
= −193
= − RC ⋅ β ⋅
=⋅
rπ
vs
2253.5Ω
[
+ 1] ⋅ [ Rs + R B // rπ ]
RB
Come annunciato l’uso della reazione riduce il guadagno, quanto maggiore è il valore di RE tanto
più pesa la reazione e si riduce il guadagno.
Da notare che se il guadagno intrinseco del transistore β è elevato allora si può nella relazione del
guadagno dell’amplificatore reazionato fare la seguenti approssimazioni che portano a dire che il
guadagno non dipende da amplificazione intrinseca del transistor (e quindi non dipende dalle
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variazioni e tolleranze elevate dei parametri dei transistors) ma viene fissato da un rapporto di
resistenze e quindi dipende dalle loro tolleranza e variazioni (minori rispetto a quelle dei transistors):
1
1
≈ ⋅ − RC ⋅ β ⋅
−− >
Av = − RC ⋅ β ⋅
rπ
RE ⋅ β
R E ⋅ ( β + 1)
[
] ⋅ [ Rs + R B //[R E ⋅ β ]]
[
+
+ 1] ⋅ [ Rs + R B //[R E ⋅ ( β + 1) + rπ ]]
RB
RB
RB
− RC ⋅ β
− − > Av ≈
[
RE ⋅ β
] ⋅ [ Rs + R B ]
RB
≈
− RC ⋅ β
− RC
≈
R ⋅β
RE
[ E
] ⋅ RB
RB
Pertanto guadagno e tolleranze dell’amplificatore reazionato sono fissabili come desiderato
dimensionando opportunamente rapporto tra resistenza di uscita e resistenza di reazione.
4.3 Teoria generale reazione
L’amplificatore a BJT in configurazione CE con reazione data RE è un esempio d amplificatore
reazionato in cui parte del segnale di uscita dell’amplificatore principale (blocco A con guadagno
>>1) viene prelevato e riportato in ingresso tramite una rete di reazione (blocco β, spesso fatta con
elementi passivi e quindi con guadagno <1) a formare insieme al segnale di ingresso l’eccitazione
del blocco A stesso. Come riportato di seguito il sistema reazionato ha un guadagno in modulo pari
a 1/ β Æ poichè β<1 allora 1/β è maggiore di uno e quindi il sistema reazionato è ancora un
amplificatore. La sua stabilità e le sue tolleranze dipendono non da quelle del blocco A ma da quelle
del blocco β (e.g. un rapporto di resistenze nell’esempio di prima di amplificatore CE con RE ).
Nota: in questo paragrafo il simbolo β non si riferisce al guadagno intrinseco in corrente del BJT ma
al blocco che costituisce la rete di reazione
33
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β
Vs
VR
Σ
A
VU
VR = VS + β ⋅ VU
VU = A ⋅ VR
VR = VS + β ⋅ A ⋅VR
VU
A
=
VS 1 − β ⋅ A
per β ⋅ A < 0 e
β ⋅ A >> 1
VU − 1
=
VS
β
4.4 Risposta in frequenza di amplificatori
4.4.1 Diagramma di ampiezza e fase di CE
Per quanto riguarda la risposta in frequenza, diagrammi di Bode di ampiezza e fase, degli
amplificatori fino ad ora analizzati si ha che si tratta di circuiti con due elementi reattivi, i
condensatori di blocco C1 e C2, e quindi due poli. I due elementi reattivi danno anche due zeri
nell’origine: infatti per frequenza nulla abbiamo visto sul circuito della polarizzazione che vo=0.
Il guadagno a centro banda (con le C cortocircuitate) è stato già calcolato e ad esempio per il caso
numerico 1 del CE senza RE abbiamo trovato – 56.4 pari circa 35 dB.
Quindi il sistema sembra avere un comportamento passa alto.
Come visto nelle lezioni precedenti le frequenze dei poli sono legate alle costanti di tempo date dal
prodotto di ciascuna capacità C per la resistenza Rvista che la capacità vede nel circuito. Pertanto
1
1
sarà f 1 =
e f2 =
2 ⋅ π ⋅ C1 ⋅ Rvista1
2 ⋅ π ⋅ C 2 ⋅ Rvista 2
Nel caso di interesse si trova dalle equazioni del circuito che
Rvista1 = Rs + RB // rπ = 50 + 180000 // 2600 = 2612Ω
Rvista 2 = RC + RL = 2000Ω
Le capacità valevano entrambe 10 µF e pertanto avrò due poli distinti ma molto vicini e pari a circa
8 Hz per f2 e pari a 6 Hz per f1
Il diagramma di Bode di ampiezza salirà dal valore di - ∞ per frequenza nulla con una pendenza di
+40 dB/decade (contributo dei due zeri) finchè oltre gli 8 Hz si avrà un asintoto parallelo ad asse
ascisse e di valore +35 dB.
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Per il diagramma di Bode in fase si partirà con un valore in fase nullo (asintoto a +180 gradi dovuto
a 2 zeri in origine si compensa con asintoto a -180 dovuto a segno – di amplificazione). A partire
dai 0.6 Hz fino agli 80 Hz si avrà il contributo dei due poli che si esaurisce oltre gli 80 Hz dove si
ha uno sfasamento di -180 gradi
Diagramma di Bode di Ampiezza
Diagramma di Bode di Fase
35
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4.4.2 Limiti in frequenza dei transistor
Nella realizzazione pratica del circuito i diagrammi reali differiscono da quelli riportati perché i
transistor (BJT e FET) hanno delle capacità parassite che il modello semplificato per le variazioni
da noi utilizzato non considerava. Al crescere della frequenza tali capacità fanno sentire il loro
effetto introducendo dei poli per cui il comportamento reale che ci dobbiamo aspettare sarà di tipo
passa banda con limite inferiore di banda fissato da C1 e C2 e limite superiore fissate dalle C
parassite del transistor.
Transistor bipolari discreti hanno limiti di funzionamento in frequenza fino alle centinaia di MHz
mentre con circuiti integrati a bipolari al silicio (Si) o ancora meglio al silicio-germanio (SiGe) si
fanno ricevitori radio con frequenze dei GHz. Per andare a frequenze ancora più elevate si
utilizzano dispositivi MESFET, sono tipo i JFET ma fatti con Arsenuro di Gallio - AsGa invece che
silicio.
4.5 Amplificatori a FET (MOSFET o JFET)
4.5.1 BJT vs FET
Considerazioni analoghe a quelle fatte per i BJT possono essere fatte usando transistor ad effetto di
campo (FET).
Ad esempio per i MOSFET (Metal Oxide Semiconductor FET) su cui torneremo nella parte sui
circuiti digitali e per i JFET (Junction FET) si hanno, come nel BJT, tre terminali chiamati gate,
source e drain e 3 tipi di montaggi:
a source comune (CS), a drain comune (CD) e a gate comune (CG) con proprietà analoghe ai
corrispondenti montaggi con BJT a emettitore comune, a collettore comune e a base comune.
I FET sono caratterizzati da avere corrente di ingresso IG pressoché nulla, quindi rispetto a BJT i
FET offrono una resistenza di ingresso molto elevata. Come vedremo per i circuit a MOS nella
parte digitale l’impedenza di ingresso è di tipo capacitiva.
Mentre i BJT si comportano come generatori di corrente di uscita IC controllati da corrente di
ingresso IB i FET si comportano come generatori di corrente di uscita ID controllati da tensione di
ingresso VGS.
Il guadagno intrinseco offerto dai BJT e le correnti che il transistor è in grado di erogare sono
tipicamente superiori a quelli offerti dai FET (per dimensioni costruttive comparabili).
I BJT rispetto ai FET hanno lo svantaggio di una maggiore dipendenza delle caratteristiche dalla
temperatura (con un coefficiente termico positivo) che per applicazioni tipo automotive, dove si
hanno range di lavoro per l’elettronica da -55 a 125 gradi centigradi è un limite importante.
Ecco di seguito simbolo, caratteristica di uscita (ID vs VDS, per vari VGS) e la transcaratteristica
ingresso-uscita (ID vs VGS) di un possibile MOS a canale n e di un possibile JFET a canale n.
Nota che a differenza di MOS e BJT il JFET funziona con tensioni di ingresso VGS negative
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Esercitazioni Ing. Saponara
Corso: Autronica (LS Veicoli Terrestri) a.a. 2005/2006
4.5.2 MOSFET (ad arricchimento)
oppure
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Corso: Autronica (LS Veicoli Terrestri) a.a. 2005/2006
4.5.3 JFET
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Esercitazioni Ing. Saponara
Corso: Autronica (LS Veicoli Terrestri) a.a. 2005/2006
4.5.4 Esempio di configurazioni circuitali di JFET o MOSFET in montaggio a source
comune con reazione tramite resistenza di source
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